ИМПУЛЬСНЫЕ ИСТОЧНИКИ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ

         

Максимальный ток через диод VD3




Параметр
Схема с низковольтной накачкой
Схема с высоковольтной
накачкой
Максимальнее напряже­ние коллектор — эмиттер
nUвых/бmin
 
Максимальный ток через диод VD3
 
 
Диапазон изменения б для стабилизации в усло­виях двухкратного изме­нения U ах.
 
 
Связь Uвых С U ах
 
 
Минимальная индуктив­ность первичной обмотки трансформатора
 
 
Расчеты, проведенные по формулам табл. 1 для некоторых характерных случаев использования ИИЭ в телевизорах, пока­зывают, что максимальный ток и напряжение коллектора для схемы с низковольтной накачкой составляют соответственно око­ло 550 В и 4 А. Для схемы с высоковольтной накачкой эти зна­чения соответственно равны 1170 В и 2,8 А. Таким образом, и та, и другая разновидности самостабилизирующихся совмещенных схем ИИЭ и ГСР могут быть реализованы на существующих се­рийных транзисторах. В следующем разделе приведена прак­тическая самостабилизирующаяся схема для телевизора 32 ПИЦТ-IV.
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ИМПУЛЬСНЫХ ИСТОЧНИКОВ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ ДЛЯ БЫТОВОЙ АППАРАТУРЫ
Большинство из описываемых ниже схем ИИЭ было пер;воначально соз­дано для телевизионных приемников. Однако они, за исключением схем, в ко­торых функции ИИЭ частично совмещаются с функциями выходного каскада строчной развертки, могут быть использованы и в другой бытовой радиоаппара­туре с эквивалентной потребляемой мощностью нагрузки.
Первоначальное распространение ИИЭ преимущественно в телевизионных приемниках объясняется двумя причинами, облегчавшими решение схемно-кон-структпвных вопросов для этого вида аппаратуры. Во-первых, чувствительность телевизионных приемников к создаваемым ИИЭ помехам значительно «иже, чем аппаратуры звуковоспроизведения, особенно высококачественного. Во-вторых, телевизионные приемники отличаются относительным постоянством мощности, потребляемой в нагрузке. Переменная часть этой мощности обусловлена изме­нениями яркости экрана при смене сюжетов и составляет не более 20 Вт (при­близительно 30% максимальной потребляемой мощности).


Для стереофонического усилителя с выходной мощностью, например 2X20 Вт колебания мощности достигают 70 — 80 Вт (приблизительно 70 — 80% максимальной потребляемой мощности). Поэтому для этого класса радиоаппа­ратуры ИИЭ получаются более дорогостоящими из-за необходимости использо­вания двухтактных схем или более сложных стабилизаторов.
Ниже рассмотрены некоторые практические ИИЭ, прошедшие этапы опыт-до-конструкторских разработок и успешной опытной эксплуатации.
ОДНОТАКТНЫЙ ТРАНЗИСТОРНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ АВТОГЕНЕРАТОРНОГО ТИПА
Схема, приведенная на рис. 24, была предложена в 1974 г. [5], однако ее практическое воплощение стало возможным лишь после освоения в массо­вом производстве соответствующих электронных изделий: мощных высоковольт­ных транзисторов, быстродействующих выпрямительных диодов, электролитичес­ких конденсаторов с малым RaM, ферритовых магнитопроводов для импульс­ных силовых трансформаторов. В настоящее время этот преобразователь явля­ется базовым для ИИЭ цветных телевизионных приемников. Его преимущест­вами являются малое число использованных элементов, хорошая стабильность выходных напряжений при колебаниях сетевого напряжения в пределах -}-15ч — 20% и мощности нагрузки до 30%. Кроме того, он обладает внут­ренней защитой от аварийных режимов короткого замыкания и холостого хода. По принципу действия преобразователь является мощным однотактным автогенератором с трансформаторной ОС и «обратным» включением выпря­мителей напряжений нагрузки.

Рис. 26. Времен­ные диаграммы (о) для схемы рис. 24 и аппроксимация вольт - амперной характерист и к и выпрямительного диода (б)
Процессы, определяющие частоту автоколебаний, а также отдаваемую пре­образователем мощность, поясняются с помощью временных диаграмм рис. 26,а.. Когда VT3 отперт, через него и первичную обмотку трансформатора протекает линейно нарастающий ток i1 (на рис. 26,а изображен штриховой линией). В это время на резисторах R7, R22 включенных последовательно в цепь коллек­торного тока, вырабатывается линейно нарастающее напряжение отрицатель­ной по отношению к эмиттеру VT3 полярности.


Это напряжение поступает на катод тиристора VD16. Когда разность потенциалов между управляющим элек­тродом и катодом тиристора достигает 0,6 — 0,7 В, происходит его включение, которое вызывает разряд конденсатора С24 и запирание транзистора в конце интервала времени t1. Когда VT3 запирается, открываются выпрямительные диоды, подключенные к нагрузке. Для упрощения дальнейших рассуждений будем считать, что имеется лишь один выпрямитель, подключенный к нагруз­ке, тогда размах тока, протекающего через диод выпрямителя, приблизитель­но равен I1maxn/n, где I1max — максимальный размах тока через первичную об­мотку Wi-з; n и n — соответственно коэффициент трансформации и КПД тран­сформатора.
Энергия, запасенная в индуктивности Li первичной обмотки, передается в нагрузку в течение интервала tz, в конце которого транзистор отпирается вновь. Пользуясь уравнением баланса мощностей, можно определить отдавае­мую в нагрузку мощность:
Pн = E2п n t1F/2L1,                                                                                  (13)
где Eп — напряжение питания преобразователя; F — частота автоколебаний.
С помощью усилителя постоянного тока на транзисторе VT4, включенно­го в цепь стабилизирующей ОС преобразователя, можно изменить напряже­ние, подаваемое на управляющий электрод тиристора VD16. Тем самым до­стигается регулировка интервала t1, а следовательно, и энергии, накапливаемой в трансформаторе. Таким образом, интервал ti определяется скоростью нара­стания тока i1 и напряжением на управляющем электроде тиристора.
Длительность интервала t2, соответствующего запертому состоянию тран­зистора, определяется временем протекания тока i2 через выпрямительный ди­од. Во время протекания этого тока на обмотке ОС w11 — 13 (выводы 11 — 13 трансформатора) действует напряжение отрицательной полярности
U0 с (t) = — М di2/dt, где М — взаимная индуктивность между обмотками w1-3 и w11-13. Это напряжение запирает транзистор VT3.
Ток i2 изменяется по-разному в интервалах времени t'2 и t"2. В интервале t'2 изменение тока происходит при полностью отпертом выпрямительном дио­де, когда его динамическое сопротивление RД2 (рис. 26,6) равно 1 — 2 Ом.


С достаточной степенью точности ток iz на этом участке определяется выраже­нием:
i2(t)=I2mаx( 1 — Uн* t/L2I2max) ,                                                               (14)
где La — индуктивность вторичной обмотки трансформатора: Uи — напряже­ние на нагрузке. Из выражения (14) можно приблизительно оценить t'2=L2I2max/Uн.
В интервале t"2 изменение тока происходит при большом и, строго говоря, нелинейном динамическом сопротивлении диода Rдь Характер изменения тока близок к квадратическому, поэтому напряжение на коллекторе (рис. 26,а), a также Uo.c в интервале t"z спадают почти линейно. Этим объясняется харак­терный «скол» вершины импульса UКэ перед включением транзистора.
Включение транзистора происходит в конце интервала tz, когда
UC25(t)-U0.с(t2)>UБЭпор,                                                                             (15)
где Неги — напряжение на конденсаторе С25; UБЭ пор — пороговое напряже­ние отпирания транзистора.
Выключение транзистора происходит в конце интервала t1, определяемого
формулой
l1 = (Uу min — Uрег + iс R18) L1/RKEп,
где Uymin — напряжение между управляющим электродом и катодом тиристора; Uper — регулирующее напряжение на коллекторе VT4; i0 — ток спрямления тиристора; RK — сопротивление в катодной цепи тиристора.
На рис. 27 приведены расчетные зависимости частоты автоколебаний пре­образователя от обобщенной нагрузки: 6Н — Rнn/L2 Для разных значений t1.
При расчетах принято, что T — 1/F — t1+t'2+t"2. Переходные процессы при ра-чете не учитывались, так как время включения и выключения применяемых в ИИЭ транзисторов не превышают 1 — 1,5 мкс, что составляет 5 — 7% от пе­риода.
С помощью рис. 27 можно выбрать индуктивность первичной обмотки трансформатора Lb пределы изменения F и t1 в режиме стабилизации. Исход­ной точкой для расчета является выбор Fmin и Qmin — T/t1max, соответствующих режиму максимальной отдаваемой в нагрузку мощности. Частоту Fmim для бытовой аппаратуры выбирают в пределах 20 — 25 кГц (вне пределов диапазо­на звуковых частот).


Скважность Qmm связана с максимально допустимым рабочим напряжением на коллекторе транзистора UKg max. Из рассмотрения эпюры UKc, (t) на рис. 26,а следует, что

Полуэмпирические зависимости t"2/2t1 от би приведены на рис 28. По­скольку в начале расчета бн и t1 неизвестны, в качестве первого приближения принимают t"2/2t1=0,4 — 0,5, а б конце проверяют UКэ тах. При расчете ис­пользуют также приближенную формулу для коэффициента трансформации:
                                                                  (17)
и соотношение 6Н тмх = бн min Pн mах/Рн min, вытекающее из условия постоянства выходного напряжения при изменении мощности в нагрузке.

Рис. 27. Расчетные зависимости час­тоты автоколеба­ний F (сплошные линии) и величи­ны PHЕi (штрихоховые линии) от обобщенной на­грузки бн для схе­мы рис. 24
Пример. Заданы: Fmin = 22 кГц, n=0,8, Eп = 300 В, £7Н1 = 64 В, phi max = 60 Вт, PHlmin = 40 Вт, Uн2 = 24 В, РН2 = 20 ВТ, UкЭ рабтаХ = 450 В.
1. Определяем минимально допустимую скважность Qmin >300/450 — 300 + + 1+0,45 = 3,45. Принимаем Qmin = 3,5.
2. Задаваясь Fmin и Qmin, при максимальной мощности из семейства кри­вых F(6H, t1) определяем: t1max=13 мкс. 6Hmin = 0,2.
3. Из семейства кривых PнLi=f(бB, ti) находим PsLi= 1,36-105 Вт-мкГн.
4. Задаваясь Рнтах=80 Вт, находим Lt=1700 мкГн.
5. При снижении суммарной мощности до 60 Вт определяем 6Н max = 0,2 (80/60) = = 0,266.
6. При PHmin = 60 Вт, определяем PHL1 = 10200 Вт*мкГн.
7. Пользуясь рис. 27, по пересечению координат бн = 0,266, РНL1 = 10200 находим t1=10 мкс.
8. По кривым РнL1 при Рн min находим частоту Fmах = 28,8 кГц и скваж­ность Q = 3,47.
9. Пользуясь (17), рассчитываем коэффициенты трансформации: п1 = 0,45, .п2 = 0,17.
10. По (17) и рис. 28 при PHmin проверяем выходные напряжения: UH1 = 65,6 В и Uн2 = 24,5 В.
Первоначальный запуск автогенератора производится полуволной сете-.вого .напряжения в момент заряда конденсатора С23 через диод VD6, резистор R9 и цепь базы VT3 (см.


рис. 24). Защита от коротких замыканий в нагруз­ке и других причин увеличения импульса тока через транзистор обеспечивает­ся выбором специального режима работы тиристора VD16. В стационарном режиме суммарное напряжение на его управляющем электроде отрицательное. Оно создается благодаря диоду VD15, выпрямляющему отрицательную полу­волну напряжения на обмотке ОС 11 — 13. Пилообразное напряжение на ре­зисторе R7, создаваемое эмиттерным током транзистора VT3, также имеет от­рицательную постоянную составляющую относительно управляющего электро­да тиристора. Если в нагрузке возник режим, близкий к короткому замыка­нию, скорость спада тока через выпрямительный диод резко уменьшается, при этом уменьшается и размах импульсного напряжения на обмотке ОС. Напря­жение на управляющем электроде тиристора становится близким к нулю, и ти­ристор открывается даже при небольшом увеличении тока коллектора. Обычно в таком режиме автоколебания в течение нескольких периодов срываются и возникают снова лишь после повторного прихода импульса первоначального запуска. Если короткое замыкание к этому времени устранилось, то преобра­зователь снова переходит в нормальный стационарный режим.

Рис. 28. Полуэмпирические зависимости t"2/2t1 от обобщенной нагрузки бн = Rнn/L2
Диод VD11 служит для стабилизации напряжения на конденсаторе С25, что необходимо для более четкой фиксации момента включения транзистора VT3 [см. формулу (12)]. Иногда последовательно с VD11 включают второй диод, для того чтобы напряжение на конденсаторе С25 с запасом превосходило UЕЭ транзистора VT3. Диод VD13 обеспечивает прохождение постоянной со­ставляющей тока базы VT3, a VD14 — постоянной составляющей тока тиристо­ра VD16.
Транзистор VT4 служит регулятором интервала ti и, следовательно, энер­гии, запасаемой в преобразователе. На него подается выпрямленное напряже­ние со вспомогательной обмотки 9 — 15 силового трансформатора. Когда это на­пряжение повышается, ток через VT4 возрастает.


При этом отрицательное сме­ щение на управляющем электроде VD16 уменьшается, что приводит к сокра­щению интервала t1. Таким образом достигается эффект стабилизации.
Эффект холостого хода также является нежелательным для данного пре­образователя, поскольку при этом происходит перегрузка транзистора VT3 по «напряжению. Для защиты от холостого хода используется свойство тиристора, заключающееся в значительном времени выключения, которое в условиях схе­мы рис. 24 составляет 8 — 10 мкс. С уменьшением нагрузки повышается ча­стота работы преобразователя и при F = 50 — 60 кГц происходит срыв автоко­лебаний, так как сопротивление тиристора полностью не восстанавливается за полпериода автоколебаний. Автоколебания вновь возобновляются лишь после прихода очередного импульса запуска, следующего с частотой сети. В заклю­чение приведем сведения о моточных изделиях схемы (см. рис. 24). Обмотки Wi-2 = w3-i дросселя фильтра L7 содержат 140 витков провода ПЭВ-2 0,31. Магнитопровод Ш 6X6 из материала 2000 НМ1. Импульсный силовой транс­форматор Т собран из магнитопровода ШК 13X13 из материала 2500 НМС-2. Обмотка W1-5 содержит 58 витков в два провода ПЭВ-2 0,23, w5-7 — 56 вит­ков в два провода ПЭВ-2 0,23, w11 — 13 — два витка ПЭВ-2 0,35, w9-15 — 12 вит­ков с шагом 1,5 мм провода ПЭВ-2, 023, w2-4 — 46 витков ПЭВ-2 0,23, w6-12 — 62 витка в два провода ПЭВ-2 0,23, w6-12 — четыре витка в два провода ПЭВ-2 0,23, w12-16 — 10 витков в два провода ПЭВ-2 0,23.

Содержание раздела